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一种多频点干扰信号产生方案图

发布时间:2020-01-14 13:30:40阅读:来源:万能检测设备

摘要:在电子对抗领域,通常以同时输出多个载波信号对跳频等抗干扰通信实施干扰。分析了针对跳频通信的各种梳状拦阻式干扰方案的优缺点,设计了一种基于锯齿波线性调频技术的干扰方案。该方案能在保持时域等幅波形的前提下,产生多个离散的梳状谱,有效利用功率放大器的功率容限,适合于通信训练中模拟干扰环境。同时给出了基于数字信号处理器(DSP)、ROM、RAM,以及信号产生软件包组成的数字化多频点干扰信号产生器的实现,并对实现结果进行了分析。

随着信息技术的迅猛发展,信息作战已成为贯穿高技术作战全过程的重要作战行动,运用电子对抗手段干扰敌通信、导航等信息系统是信息作战中电子战的重要内容。增强军用无线电通信与导航系统抗敌电磁干扰能力已成为提高通信导航保障能力的关键,为了方便地在日常训练和演练中实施无线电通信对抗训练,提高装备与操作人员应对敌方电磁干扰能力,有必要研制针对通信对抗训练的小功率电子干扰系统。

在电子对抗领域,通常以同时输出多个载波信号对跳频等抗干扰通信方式实施有效干扰,对于拦阻式干扰,干扰信号的个数与总的覆盖宽度是跳频通信信号被干扰的主要因素,所以增加多载波数量和覆盖频段宽度成为提高干扰效果的主要途径。

高频频段的抗干扰通信通常为窄带跳频通信,所以笔者分析了各种高频跳频通信干扰信号的产生方案后,设计了一种基于线性调频技术的小功率高频跳频通信干扰方法以及实验方案,实验结果验证了方案设计的有效性。

1 高频跳频通信干扰方案分析

1.1 跟踪瞄准式干扰

跳频通信在通信中不同时刻使用不同的频率,而变化规律受伪随机序列的控制,通常该伪随机序列有很大的密钥量,几乎无法进行破译,所以干扰方无法掌握欲干扰电台的跳频图案。为此通常采用跟踪瞄准式干扰,当跳频速率很低和跳频频点较少时,当前的干扰技术可有效实行跟踪干扰。然而,为对抗跟踪式干扰,通信方目前已采用跳频速率很高的跳频通信。如主要用于空中通信的美国联合战术信息分发系统(JTIDS),跳频速率为每秒38500跳,已无法实现有效跟踪干扰。

由于对高速跳频通信无法实施有效跟踪干扰及信号密集环境的中速跳频通信很难实施有效跟踪瞄准式干扰。目前对跳频通信进行干扰的有效干扰方案是拦阻式干扰,具体可分为梳状拦阻式干扰和连续拦阻式干扰。

1.2 梳状谱干扰方案

梳状拦阻式干扰是经常被采用的拦阻是干扰,一般的实现方法为一部干扰机内设置多个振荡源,经相加合成后,从一个宽带天线发出多信道干扰。但相加合成后的接到功率放大器的输入端,其为复杂的调频调幅波。单从其复杂的调幅特点,已使功放的功率容量利用率降至很低。我们知道,当功放的输入为单个频率的等幅波时,对其放大,输出满功率为为对应输出电压。当功放的输入为多个振幅相同但不同频率的等幅波讯号,某一瞬间所有等幅波讯号相互处于同相,即都处于其最大值时,其合成电压E∑为各等幅波电压E1的算术相加,而处于最大值。由此,输出合成电压只能等于或少于而不能超过功放的最大输出电压Em。现设振荡源数量为n,则

即每个讯号的输出电压受限于功放的最大输出电压。因此每个讯号的输出功率为

而在这种多讯号输入情况下,其功放的输出功率,即n个讯号输出功率之和,远小于功放的满功率输出,即

这是因为在绝大部分时间,多个讯号不是同相相加,而是矢量相加,相加后的合成电压E∑远小于Em,所以在功放大部分时间,功放输出功率远小于Pm,因此功放的平均输出功率仅为满功率输出的1/n。仅在极少时间处于最大输出功率,故功放的功率容量利用率极低。

1.3 连续谱拦阻式干扰方案

为提高功率容量利用,应避免多频点信号矢量相加的宽带拦阻式干扰信号产生方法。应采用单部干扰机单振荡源宽带连续调频方式,目前已有宽带射频噪声直接放大和噪声宽带调频等方法。

其中,宽带射频噪声直接放大采用白噪声源输出,经功放放大输出以产生拦阻式干扰。白噪声源虽具有宽带频谱但输出能量较小,要经过多级宽带放大,且因噪声输出电压不是等幅波,功放的功率容量利用率仍较低,其电源效率也低。要使功放的功率容量利用率高,可采用连续等幅的调频波,采用噪声对振荡源实施宽带调频,以产生宽带频谱。但由于噪声电压的振幅呈正态分布,因此调频后产生的宽带频谱,其能量在频域是非均匀分布的,不能满足拦阻式干扰宽带频谱内各干扰分量能量相同的要求。因此拦阻式干扰机的最佳体制和技术是如何获得宽频带均匀干扰频谱,同时如何使干扰机功率容量充分利用。

2 干扰功率受限的拦阻式干扰方案

2.1 锯齿波加窄带噪声调频干扰方案

由于梳状谱干扰方案的有效功率利用率太低,而连续谱拦阻式干扰方案的干扰信号频谱并非均匀,不能对所有的跳频频点进行同等功率的干扰,影响了干扰效果。为此,提出一种锯齿波加窄带噪声调频干扰方案。

如图1所示,假设锯齿波的周期为T,那么用此信号进行宽带调频可获得频带为(f1-f2)均匀频谱。在此(f1-f2)频带内,各干扰分量能量基本相同,各干扰分量频率间隔等于锯齿波频率(f=1/T)。可令锯齿波频率与信道频率间隔相同,那么各干扰分量频率间隔和信道频率间隔相同,实现分别瞄准。而在干扰频宽(f1-f2)以外,干扰能量急剧下降,不影响其他频段通信。

这种干扰方式特别适合对跳频通信的拦阻式干扰。由于该宽带调频波在时域是连续的等幅波,不存在幅度的大范围变化,从而有效利用了放大器的功率容限。而在频域,它是频率间隔为跳频频点间隔的梳状谱,而且各谱线幅度基本相等,有效干扰了所有的跳频频点。所以是干扰跳频通信的有效方案。

2.2 干扰功率受限的短波跳频通信拦阻式干扰方案

通常高频跳频通信信号带宽相对来说跳频带宽并不宽,适合进行拦阻式干扰。同时考虑到造价的因素,训练用的干扰模拟系统的干扰总功率不可能很高,所以笔者设计了一种锯齿波加窄带噪声调频的短波跳频通信拦阻式干扰方案。并且,以DSP技术为基础,采用了数字化的干扰信号产生方法,更加精确地完成了锯齿波加窄带噪声调频操作,减小了杂散频率的生成,进一步提高了干扰的准确度,提高了功率的有效利用。

考虑供通信训练用的干扰系统,功率放大器不可能选择昂贵的大功率放大器,同时干扰机可靠近设置,所以选用了低功率的干扰方案。下面对本方案的干扰性能做一简单分析。

由于采用锯齿波加窄带噪声调频获得了时域波形幅度不变的梳状谱窄带调频信号,所以可有效利用功率放大器的功率容限。假设功率放大器的功率为P0,那么每个窄带调频谱线的功率为P0/N,N为谱线个数,即跳频频率集个数。考虑如下干扰条件:

干扰机与被干扰电台的距离按0.5km计;干扰机工作频率按10MHz计;干扰机输出功率按50W计,通信方发射功率按120W计;干扰天线增益按2dB计,通信方发射天线增益按2dB计;电离层反射虚高按300km计;电离层吸收损耗La、额外损耗Yp之和按8dB计;干扰机到被干扰电台之间地质条件按干地计。天波传输计算公式为

地波传输计算公式为

被干扰短波电台所处位置的干扰电平计算结果如下:

通信方发射电波经电离层反射到被干扰电台处的干扰信号场强E=102.4μV/m;干扰电波以地波形式传输到被干扰电台处的干扰信号场强为E=0.387mV/m。那么,接收方收到的干扰电平和信号电平之比约为3.78,大于所有调制方式的压制系数,可以构成有效干扰。

3 基于数字化干扰信号产生的干扰机硬件实现方案

由于传统射频干扰设备中频以下采用模拟电路实现锯齿波宽带调频和噪声窄带调频的组合调制,电路复杂,调试困难,因此本方案以中频以下数字化的方式产生干扰信号,然后利用模拟射频变频电路进行频谱搬移,产生所需的多频点拦阻式干扰信号,图2为干扰发射系统的原理框图。

数字化信号产生器由数字信号处理器(DSP)、ROM、RAM,以及信号产生软件包组成。其中数字信号处理器是产生多频点拦阻信号的核心器件,它通过地址总线选择预存在RAM中的窄带噪声离散信号数据,通过调用存储在ROM中的信号产生软件包将信号数据循环恢复为所需的多频点离散信号,然后通过D/A变换器转换为时域连续波形,从而在一个较低中频上实现不同带宽、不同频点数的窄带噪声调频的梳状谱,该信号在时域仍保持等幅波波形。在此方案中,用DSP产生锯齿线性调频信号的抽样信号为

同时可在DSP中对每一相应频点进行调制运算,实现噪声调频。该中频信号随后经过信道部分利用模拟电路进行频率搬移,转换至所需的的工作频率上,对跳频通信实施有效干扰。

4 方案实现结果

笔者采用TI的320VC系列浮点DSP实现了低中频上进行线性调频的数字化信号产生,通过权衡RAM容量大小与硬件成本,信号设计为400ms往复循环,以节省硬件成本。图3、4为该方案最终实现不同间隔、不同频点数的多频点拦阻式于扰信号结果。

5 结束语

由于对高速跳频通信无法实施有效跟踪干扰。目前对跳频通信进行干扰的最佳干扰方案是拦阻式干扰,具体分为梳状拦阻式干扰和连续拦阻式干扰。拦阻式干扰的最佳体制和技术是如何获得宽频带均匀干扰频谱和如何使干扰机功率容量充分利用。锯齿波加窄带噪声调频干扰信号在时域是连续的等幅波,不存在幅度的大范围变化,可有效利用功率放大器的有效功率。在频域,它是频率间隔为跳频频点间隔的梳状谱,而且各谱线幅度基本相等,能有效干扰所有的跳频频点,是干扰跳频通信的有效方案。笔者基于锯齿波线性调频技术设计了一种多频点拦阻式干扰方案。该方案能在保持等幅波形的前提下,产生多个离散的梳状谱,有效利用功率放大器的功率容限,理论计算表明能够在一般条件下形成有效的干扰。本文还设计了基于DSP器件的数字化干扰信号生成方案,提出了在中频以下,用DSP产生数字化的均匀连续谱干扰信号的方法以及经过信道机将信号搬移至工作频率的方案。最后给出了该方案生成信号的频谱图。

作者:姚昆 杨霄鹏 杨栋 陈强 来源:《电子设计工程》2011年12期

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